Simple FET Circuits and Projects

El Transistor d'efecte de camp o el FET és un dispositiu semiconductor de 3 terminals que s’utilitza per canviar càrregues de CC de gran potència mitjançant entrades de potència insignificants.

El FET inclou algunes funcions úniques, com ara una alta impedància d’entrada (en els megohms) i amb gairebé zero càrrega en una font de senyal o en l’etapa anterior adjunta.

El FET presenta un alt nivell de transconductància (de 1000 a 12.000 microohms, depenent de la marca i les especificacions del fabricant) i la freqüència màxima de funcionament és similar (fins a 500 MHz per a força variants).

Ja he comentat el funcionament i la característica del FET en un dels meus articles anteriors que podeu consultar per obtenir una revisió detallada del dispositiu.

En aquest article analitzarem alguns circuits d’aplicacions interessants i útils que fan servir transistors d’efecte de camp. Tots aquests circuits d’aplicacions que es presenten a continuació exploten les característiques d’alta impedància d’entrada del FET per crear circuits i projectes electrònics d’extrema precisió, sensibilitat i àmplia gamma.

Preamplificador d'àudio

Els FET funcionen molt bé per fer mini amplificadors AF perquè és petit, ofereix una impedància d’entrada elevada, només exigeix ​​una petita quantitat de corrent continu i ofereix una resposta de freqüència excel·lent.

Els amplificadors AF basats en FET, amb circuits senzills, proporcionen un guany de tensió excel·lent i es podrien construir prou petits per ser allotjats dins d’un mànec de micròfon o en una sonda de prova AF.

Sovint s’introdueixen en diferents productes entre etapes en què es requereix un impuls de transmissió i en què els circuits predominants no s’han de carregar substancialment.

La figura superior mostra el circuit d’una sola etapa, amplificador d’un transistor amb els molts avantatges del FET. El disseny és un mode de font comuna comparable amb i circuit BJT d’emissor comú .

La impedància d'entrada de l'amplificador és al voltant de l'1M introduït per la resistència R1. El FET indicat és un dispositiu de baix cost i fàcilment disponible.

El guany de tensió de l’amplificador és de 10. L’amplitud òptima del senyal d’entrada just abans de tallar el pic del senyal de sortida és d’uns 0,7 volts RMS i l’amplitud de voltatge de sortida equivalent és de 7 volts RMS. Amb unes especificacions de treball del 100%, el circuit treu 0,7 mA a través del subministrament de 12 volts de CC.

Utilitzant un sol FET, la tensió del senyal d'entrada, la tensió del senyal de sortida i el corrent de funcionament de CC podrien variar fins a cert punt en funció dels valors proporcionats anteriorment.

A freqüències entre 100 Hz i 25 kHz, la resposta de l'amplificador es troba a 1 dB de la referència de 1000 Hz. Totes les resistències poden ser de 1/4 de watt. Els condensadors C2 i C4 són paquets electrolítics de 35 volts i els condensadors C1 i C3 poden ser gairebé qualsevol dispositiu estàndard de baixa tensió.

Un subministrament de bateria estàndard o qualsevol font d'alimentació de CC adequada funciona extremadament. L'amplificador FET també pot accionar-se mitjançant un parell de mòduls solars de silici connectats en sèrie.

Si es desitjava, es podria implementar un control de guany constantment ajustable substituint un potenciòmetre de 1 megaohm per la resistència R1. Aquest circuit funcionaria bé com a preamplificador o com a amplificador principal en moltes aplicacions que requereixen un augment del senyal de 20 dB a tota la gamma de música.

L’augment de la impedància d’entrada i la impedància de sortida moderada compliran probablement la majoria d’especificacions. Per a aplicacions de soroll extremadament baix, el FET indicat es podria substituir per FET coincident estàndard.

Circuit amplificador FET de 2 etapes

El següent diagrama mostra el circuit d'un amplificador FET de dues etapes que inclou un parell d'etapes similars acoblades per RC, similar al que es va comentar en el segment anterior.

Aquest circuit FET està dissenyat per proporcionar un gran impuls (40 dB) a qualsevol senyal AF modest i es pot aplicar individualment o introduir-se com a escenari en equips que requereixin aquesta capacitat.

La impedància d'entrada del circuit d'amplificador FET de dues etapes és d'uns 1 megohm, determinada pel valor de la resistència d'entrada R1. Tot el guany de tensió rodona del disseny és de 100, tot i que aquest nombre podria desviar-se relativament cap amunt o cap avall amb FET específics.

La màxima amplitud del senyal d'entrada abans del tall del pic del senyal de sortida és de 70 mV rms, la qual cosa resulta en una amplitud del senyal de sortida de 7 volts rms.

En mode de funcionament complet, el circuit pot consumir aproximadament 1,4 mA a través de la font de 12 volts de CC, però aquest corrent pot canviar una mica en funció de les característiques de FET específics.

No hem trobat cap necessitat d'incloure un filtre de desacoblament entre etapes, ja que aquest tipus de filtre podria provocar una reducció del corrent d'una etapa. La resposta de freqüència de la unitat es va provar de forma plana a ± 1 dB del nivell d'1 kHz, des de 100 Hz fins a millor de 20 kHz.

Com que l’etapa d’entrada s’estén “ben oberta”, podria haver-hi la possibilitat d’aconseguir brunzits, a menys que aquesta etapa i els terminals d’entrada estiguin protegits adequadament.

En situacions persistents, R1 es podria reduir a 0,47 Meg. En situacions en què l’amplificador necessita crear una càrrega més petita de la font del senyal, R1 es podria augmentar fins a valors molt grans fins a 22 megahms, atès que l’etapa d’entrada està molt ben protegida.

Dit això, la resistència superior a aquest valor pot fer que el valor de resistència sigui el mateix que el valor de resistència de la unió FET.

Oscil·lador de vidre desafinat

Al següent diagrama es mostra un circuit d’oscil·lador de cristall tipus Pierce, que utilitza un transistor d’efecte de camp únic. Un oscil·lador de cristall tipus Pierce presenta l’avantatge de treballar sense ajustar-se. Només cal connectar-lo amb un vidre, i després alimentar-lo amb una font de corrent continu, per extreure una sortida de RF.

Els desafinats oscil·lador de cristall s'aplica a transmissors, generadors de rellotge, testers de cristall receptors de fronts, marcadors, generadors de senyals de RF, identificadors de senyals (estàndards de freqüència secundaris) i diversos sistemes relacionats. El circuit FET mostrarà una tendència d’inici ràpid per a cristalls més adequats per a l’afinació.

El circuit oscil·lador no sintonitzat FET consumeix aproximadament 2 mA de la font de 6 volts de CC. Amb aquest voltatge de font, el voltatge de sortida de circuit obert de RF és d’uns 4% volts RMS tensions d’alimentació de CC fins a 12 volts, amb una sortida de RF corresponent augmentada.

Per esbrinar si el fitxer oscil·lador funciona, tanqueu l’interruptor S1 i connecteu un voltímetre RF a través dels terminals de sortida RF. En cas que no es pugui accedir a un mesurador de RF, podeu utilitzar qualsevol voltímetre de corrent continu d'alta resistència derivat adequadament a través d'un díode de germani d'ús general.

Si l'agulla del comptador vibra, s'indicarà el funcionament del circuit i l'emissió de RF. Un enfocament diferent podria ser, connectar l'oscil·lador amb els terminals d'antena i terra d'un receptor CW que es podria sintonitzar amb la freqüència de cristall per determinar les oscil·lacions de RF.

Per evitar un funcionament defectuós, es recomana que l'oscil·lador Pierce funcioni amb el rang de freqüències especificat del cristall quan el cristall és un tall de freqüència fonamental.

Si s’utilitzen cristalls d’armònics, la sortida no oscil·larà a la freqüència nominal dels cristalls, més aviat amb la freqüència més baixa, segons es decideixi per les proporcions dels cristalls. Per fer funcionar el cristall a la freqüència nominal d’un cristall d’armònic, l’oscil·lador ha de ser del tipus sintonitzat.

Oscil·lador de vidre afinat

La figura A següent indica el circuit d’un oscil·lador bàsic de cristalls dissenyat per funcionar amb la majoria de varietats de cristalls. El circuit s’ajusta mitjançant un llavis ajustable de tornavís dins de l’inductor L1.

Aquest oscil·lador es pot personalitzar fàcilment per a aplicacions com ara en comunicacions, instrumentació i sistemes de control. Fins i tot es podria aplicar com a transmissor alimentat per puces, per a comunicacions o control de models RC.

Tan bon punt el circuit ressonant, L1-C1, s’ajusta a la freqüència de cristall, l’oscil·lador comença a tirar al voltant de 2 mA de la font de 6 volts de CC. La tensió de sortida RF de circuit obert associada és d’uns 4 volts RMS.

El consum de corrent de drenatge es reduirà amb freqüències de 100 kHz en comparació amb altres freqüències, a causa de la resistència de l’inductor utilitzada per a aquesta freqüència.

La següent figura (B) il·lustra una llista d’inductors (L1) industrials afinats que funcionen molt bé amb aquest circuit oscil·lador FET.

Les inductàncies se seleccionen per a la freqüència normal de 100 kHz, 5 bandes de ràdio pernil i la banda dels ciutadans de 27 MHz, tot i així, es té en compte un rang d’inductància considerable mitjançant la manipulació de la babosa de cada inductor i un rang de freqüència més ampli que les bandes suggerides a la taula es podria adquirir amb cada inductor.

L'oscil·lador es podria ajustar a la vostra freqüència de cristall simplement girant el slug cap amunt / cap avall de l'inductor (L1) per obtenir una desviació òptima del voltímetre RF connectat a través dels terminals de sortida RF.

Un altre mètode seria, sintonitzar el L1 amb un 0 - 5 DC connectat al punt X: A continuació, afineu el llimac L1 fins que es vegi una immersió agressiva a la lectura del comptador.

La funció d’afinació de slug us proporciona una funció ajustada amb precisió. En les aplicacions en què es fa imprescindible sintonitzar l’oscil·lador amb freqüència mitjançant un calibratge restablible, s’hauria d’utilitzar un condensador ajustable de 100 pF en lloc de C2, i el llimac s’hauria d’utilitzar només per fixar la freqüència màxima del rang de rendiment.

Oscil·lador d'àudio de canvi de fase

L'oscil·lador de desplaçament de fase és en realitat un circuit sintonitzat de resistència i capacitat fàcil que agrada pel seu senyal de sortida clar (senyal d'ona sinusoïdal de distorsió mínima).

El transistor d’efecte de camp FET és el més favorable per a aquest circuit, perquè l’elevada impedància d’entrada d’aquest FET produeix pràcticament cap càrrega de l’etapa RC que determina la freqüència.

La figura anterior mostra el circuit d’un oscil·lador AF de desplaçament de fase que treballa amb un FET solitari. En aquest circuit en concret, la freqüència depèn dels 3 pins Circuit de desplaçament de fase RC (C1-C2-C3-R1-R2-R3) que proporciona a l’oscil·lador el seu nom específic.

Per al desplaçament de fase previst a 180 ° per a l’oscil·lació, els valors de Q1, R i C a la línia de retroalimentació s’escullen adequadament per generar un desplaçament de 60 ° a cada pin individual (R1-C1, R2-C2. I R3-C3) entre el desguàs i la porta del FET Q1.

Per comoditat, les capacitats es seleccionen per ser iguals en valor (C1 = C2 = C3) i les resistències també es determinen amb valors iguals (R1 = R2 = R3).

La freqüència de la freqüència de xarxa (i, en aquest cas, la freqüència d'oscil·lació del disseny) en aquest cas serà f = 1 / (10.88 RC). on f és en hertz, R en ohms i C en farads.

Amb els valors presentats al diagrama del circuit, la freqüència és 1021 Hz (per a precisament 1000 Hz amb condensadors de 0,05 uF, R1, R2. I R3 individualment haurien de ser de 1838 ohms). Mentre es juga amb un oscil·lador de canvi de fase, potser seria millor ajustar les resistències en comparació amb els condensadors.

Per a una capacitat coneguda (C), la resistència corresponent (R) per obtenir la freqüència desitjada (f) serà R = 1 / (10,88 f C), on R és en ohms, f en hertzs ​​i C en farades.

Per tant, amb els condensadors de 0,05 uF indicats a la figura anterior, la resistència necessària per a 400 Hz = 1 / (10,88 x 400 X 5 X 10 ^ 8) = 1 / 0,0002176 = 4596 ohms. El 2N3823 FET proporciona la gran transconductància (6500 / umho) necessària per al funcionament òptim del circuit d’oscil·lador de desplaçament de fase FET.

El circuit tira al voltant de 0,15 mA a través de la font de 18 volts de CC i la sortida AF de circuit obert ronda els 6,5 volts. Totes les resistències que s’utilitzen al circuit tenen una potència nominal de 1/4 watts al 5%. Els condensadors C5 i C6 podrien ser qualsevol dispositiu útil de baixa tensió.

El condensador electrolític C4 és en realitat un dispositiu de 25 volts. Per garantir una freqüència estable, els condensadors Cl, C2 i C3 han de ser de la millor qualitat i acuradament equipats amb la capacitat.

Receptor superregeneratiu

El següent diagrama revela el circuit d'una forma auto-apagada de receptor superregeneratiu construït mitjançant un transistor d'efecte de camp VHF 2N3823.

Utilitzant 4 bobines diferents per a L1, el circuit detectarà i començarà a rebre ràpidament els senyals de banda de pernil de 2, 6 i 10 metres i possiblement fins i tot l’espot de 27 MHz. Els detalls de la bobina s’indiquen a continuació:

• Per rebre una banda de 10 metres o una banda de 27 MHZ, utilitzeu L1 = 3,3 uH a 6,5 ​​uH d’inductància sobre un formigó de ceràmica, llimona de nucli de ferro en pols.
• Per rebre banda de 6 metres, utilitzeu L1 = 0,99 uH a 1,5 uH d’inductància, 0,04 sobre una forma ceràmica i llimac de ferro.
• Per rebre vent L1 de banda aficionada de 2 metres amb 4 voltes núm. 14 de filferro bobinat amb aire de 1/2 polzada de diàmetre.

El rang de freqüències permet al receptor específicament per a comunicacions estàndard, així com per al control de models de ràdio. Tots els inductors són paquets solitaris de 2 terminals.

El 27 MHz i els inductors de 6 i 10 metres són unitats ordinàries i ajustades que s’han d’instal·lar en endolls de dos pins per connectar-los ràpidament o substituir-los (per als receptors de banda única, aquests inductors es podrien soldar permanentment a través del PCB).

Dit això, la bobina de 2 metres ha de ser enrotllada per l'usuari i, a més, hauria d'estar proveïda d'un endoll base tipus push-in, a part d'un receptor de banda única.

Una xarxa de filtres que comprèn (RFC1-C5-R3) elimina l’ingredient RF del circuit de sortida del receptor, mentre que un filtre addicional (R4-C6) atenua la freqüència d’apagat. Un inductor de 2,4 uH adequat per al filtre de RF.

Com configurar-lo

Per comprovar el circuit superregeneratiu al principi:
1- Connecteu els auriculars d’alta impedància a les ranures de sortida AF.
2- Ajusteu el pot de control de volum R5 al nivell de sortida més alt.
3- Ajusteu el pot de control de regeneració R2 al límit màxim inferior.
4- Ajusteu el condensador de sintonització C3 al seu nivell de capacitat més alt.
5- Premeu l’interruptor S1.
6- Seguiu movent el potenciòmetre R2 fins que trobeu un fort xiulet en un punt específic de l'olla, que indica la superregeneració inicial. El volum d’aquest xiulet serà força consistent a mesura que ajusteu el condensador C3, tot i que hauria de millorar una mica a mesura que R2 es mogui cap al nivell més alt.

7-Següent Connecteu l'antena i les connexions de terra. Si trobeu que la connexió de l'antena deixa de xiular, afineu el condensador de tall d'antena C1 fins que es torni el so del xiulet. Haureu d’ajustar aquest tallador amb un tornavís aïllat, només una vegada per habilitar l’abast de totes les bandes de freqüència.
8- Ara, sintonitzeu els senyals de totes i cadascuna de les estacions, observant l’activitat AGC del receptor i la resposta d’àudio del processament de veu.
9-El dial d’ajust del receptor, muntat a C3, es podria calibrar mitjançant un generador de senyal AM connectat a l’antena i als terminals de terra.
Els auriculars d’alta impedància connectats o el voltímetre AF als terminals de sortida AF, amb cada ajust del generador, ajusten C3 per obtenir un nivell òptim de pic d’àudio.

Les freqüències superiors de les bandes de 10 metres, 6 metres i 27 MHz es podrien situar al punt idèntic sobre el calibratge C3 alterant els llimacs de cargol dins de les bobines associades, mitjançant el generador de senyal fixat a la freqüència coincident i amb C3 fixat en el punt requerit prop de la capacitat mínima.

La bobina de 2 metres, no obstant això, no té cap llimac i s'ha de modificar estrenyent o estirant el seu bobinat per alinear-lo amb la freqüència de banda superior.

El constructor ha de tenir en compte que el receptor superregeneratiu és en realitat un radiador agressiu d’energia de RF i que pot entrar en conflicte severament amb altres receptors locals sintonitzats a la mateixa freqüència.

El tallador d’acoblament d’antena, C1, ajuda a proporcionar una mica d’atenuació d’aquesta radiació de RF i això també pot provocar una caiguda de la tensió de la bateria fins al valor mínim que, no obstant això, gestionarà una sensibilitat i un volum d’àudio dignes.

Un amplificador de radiofreqüència alimentat davant del superregenerador és un mitjà extremadament productiu per reduir les emissions de RF.

Voltímetre continu electrònic

La següent figura mostra el circuit d’un voltímetre de corrent continu electrònic simètric amb una resistència d’entrada (que inclou la resistència d’1 megohm a la sonda apantallada) d’11 megohms.

La unitat consumeix aproximadament 1,3 mA d'una bateria integrada de 9 volts, B, per la qual cosa es pot deixar operativa durant llargs períodes de temps. Aquest dispositiu està especialitzat en la mesura de 0-1000 volts en 8 rangs: 0-0,5, 0-1, 0-5, 0-10, 0-50, 0-100,0-500 i O-1000 volts.

El divisor de tensió d’entrada (commutació d’interval), les resistències necessàries, consisteixen en resistències de valors existents connectades en sèrie que cal determinar amb precaució per obtenir valors de resistència el més propers als valors representats.

En cas que es puguin obtenir resistències de tipus instrument de precisió, la quantitat de resistències d’aquest fil es podria reduir en un 50%. És a dir, per R2 i R3, substitueix 5 Meg. per a R4 i R5, 4 Meg. per a R6 i R7, 500 K per R8 i R9, 400 K per R10 i R11, 50 K per R12 i R13, 40K per R14 i R15, 5 K i per R16 i R17,5 K.

Està ben equilibrat Circuit de voltímetre de CC no presenta gairebé cap deriva zero, cap tipus de deriva a FET Q1 es contraresta automàticament amb una deriva d’equilibri a Q2. Les connexions internes de drenatge a font dels FET, juntament amb les resistències R20, R21 i R22, creen un pont de resistència.

El microametre de pantalla M1 funciona com el detector d’aquesta xarxa de ponts. Quan s'aplica una entrada de senyal zero al circuit de voltímetre electrònic, el mesurador M1 es defineix a zero ajustant l'equilibri d'aquest pont mitjançant el potenciòmetre R21.

Si a continuació es dóna una tensió CC als terminals d’entrada, es produeix un desequilibri al pont, a causa de l’alteració interna de la resistència de drenatge a font dels FET, que es tradueix en una quantitat proporcional de deflexió a la lectura del comptador.

El Filtre RC creat per R18 i C1 ajuda a eliminar el brunzit de CA i el soroll detectats per la sonda i els circuits de commutació de tensió.

Consells preliminars de calibratge

S'està aplicant un voltatge zero als terminals d'entrada:
1 Engegueu S2 i ajusteu el potenciòmetre R21 fins que el mesurador M1 llegeixi zero a l'escala. Podeu configurar l'interruptor d'abast S1 en qualsevol punt d'aquest pas inicial.

2- Posiciona l'interruptor de rang a la seva posició d'1 V.
3- Connecteu una font de corrent continu de 1 volt mesurada amb precisió a través dels terminals d’entrada.
4- Afineu la resistència de control de calibratge R19 per obtenir una deflexió a gran escala precisa al metre M1.
5- Traieu breument la tensió d'entrada i comproveu si el mesurador encara roman al punt zero. Si no el veieu, restableix R21.
6- Mescleu entre els passos 3, 4 i 5 fins que vegeu la deflexió a escala completa del mesurador en resposta a un subministrament d’entrada de 1 V i l’agulla torna a la marca zero tan bon punt es retiri l’entrada de 1 V.

El reòstat R19 no requerirà cap configuració repetida un cop implementats els procediments anteriors, tret que, per descomptat, la seva configuració es desplaci d'alguna manera.

R21, destinat a la configuració de zero, pot exigir un restabliment poc freqüent. En el cas que les resistències de rang R2 a R17 siguin resistències de precisió, aquest calibratge de rang únic serà suficient per quedar-se automàticament al rang de calibratge.

Es podria esbossar un dial de tensió exclusiu per al comptador o es podria marcar l’escala 0 -100 uA ja presentada en volts imaginant el multiplicador adequat entre tots excepte el rang de 0 -100 volts.

Voltímetre d’alta impedància

Es podria construir un voltímetre amb una impedància increïblement elevada a través d’un amplificador de transistor d’efecte de camp. La figura següent mostra un circuit senzill per a aquesta funció, que es pot personalitzar ràpidament en un altre dispositiu millorat.

En absència d’una entrada de tensió, R1 conserva la porta FET amb potencial negatiu i VR1 es defineix per garantir que el corrent d’alimentació a través del comptador M sigui mínim. Tan bon punt la porta FET es subministra amb una tensió positiva, el mesurador M indica el corrent de subministrament.

La resistència R5 només es col·loca com una resistència limitadora de corrent, per tal de protegir el mesurador.

Si s’utilitza 1 megohm per a R1 i les resistències de 10 megohm per a R2, R3 i R4 permetran al mesurador mesurar rangs de tensió entre aproximadament 0,5v a 15v.

El potenciòmetre VR1 pot ser normalment de 5 k

La càrrega forçada pel comptador en un circuit de 15 V serà una impedància elevada, superior a 30 megahms.

L’interruptor S1 s’utilitza per seleccionar diversos rangs de mesura. Si s’utilitza un metre de 100 uA, llavors R5 podria ser de 100 k.

És possible que el mesurador no proporcioni una escala lineal, tot i que es pot crear fàcilment un calibratge específic mitjançant un test i un voltímetre, que permeten mesurar al dispositiu totes les tensions desitjades a través dels cables de prova.

Mesurador de capacitat de lectura directa

Mesurar els valors de la capacitat de forma ràpida i eficaç és la característica principal del circuit que es presenta al diagrama del circuit següent.

Aquest mesurador de capacitat implementa aquests 4 intervals separats de 0 a 0,1 uF de 0 a 200 uF, de 0 a 1000 uF, de 0 a 0,01 uF i de 0 a 0,1 uF. El procediment de treball del circuit és bastant lineal, cosa que permet un fàcil calibratge de l’escala M1 del microametre 0 - 50 DC en picofarades i microfarades.

Posteriorment, es podria mesurar una capacitat desconeguda connectada a les ranures X-X directament a través del mesurador, sense necessitat de cap tipus de càlcul ni manipulació d'equilibri.

El circuit requereix al voltant de 0,2 mA a través d’una bateria incorporada de 18 volts, B. En aquest circuit de mesurament de capacitància en particular, un parell de FET (Q1 i Q2) funcionen en un mode multivibrador estàndard acoblat per drenatge.

La sortida multivibrador, obtinguda a partir del drenatge Q2, és una ona quadrada d'amplitud constant amb una freqüència decidida principalment pels valors dels condensadors C1 a C8 i de les resistències R2 a R7.

Les capacitats de cadascun dels rangs es seleccionen de manera idèntica, mentre que també es fa el mateix per a la selecció de resistències.

Un 6 pols. 4 posicions. el commutador rotatiu (S1-S2-S3-S4-S5-S6) selecciona els condensadors i resistències multivibradors adequats, juntament amb la combinació de resistència del circuit del mesurador necessària per proporcionar la freqüència de prova per a un rang de capacitat seleccionat.

L'ona quadrada s'aplica al circuit del mesurador a través del condensador desconegut (connectat a través dels terminals X-X). No us haureu de preocupar per cap configuració del comptador zero, ja que es pot esperar que l'agulla del comptador descansi al zero sempre que no es connecti un condensador desconegut a les ranures X-X.

Per a una freqüència d'ona quadrada seleccionada, la deflexió de l'agulla del mesurador genera una lectura directament proporcional al valor de la capacitat desconeguda C, juntament amb una resposta agradable i lineal.

Per tant, si en el calibratge preliminar del circuit s’implementa utilitzant un condensador de 1000 pF identificat amb precisió connectat als terminals XX, i l’interruptor de rang situat a la posició B, i el pot de calibratge R11 ajustat per aconseguir una deflexió exacta a tota escala al comptador M1 , llavors el mesurador mesurarà sense cap mena de dubte el valor de 1000 pF en la seva deflexió a escala completa.

Des de la proposta circuit de mesurador de capacitat proporcionar una resposta lineal a la seva, es pot esperar que els 500 pF es llegeixin al voltant de la meitat de l'escala del metre, 100 pF a escala 1/10, etc.

Per als 4 rangs de mesurament de la capacitat , la freqüència del multivibrador es pot canviar als valors següents: 50 kHz (0—200 pF), 5 kHz (0-1000 pF), 1000 Hz (0-0,01 uF) i 100 Hz (0-0,1 uF).

Per aquest motiu, els segments d’interruptors S2 i S3 intercanvien els condensadors multivibradors amb conjunts equivalents a l’uníson amb les seccions d’interruptors S4 i S5 que canvien les resistències multivibradores mitjançant parells equivalents.

Els condensadors que determinen la freqüència s’han d’adaptar a la capacitat per parells: C1 = C5. C2 = C6. C3 = C7 i C4 = C8. De la mateixa manera, les resistències que determinen la freqüència haurien de coincidir en resistències per parells: R2 = R5. R3 = R6 i R4 = R7.

Les resistències de càrrega R1 i R8 al desguàs FET també han de ser adequades. Els testos R9. Els R11, R13 i R15 que s’utilitzen per al calibratge haurien de ser de bobinatge de filferro i, atès que només s’ajusten a l’efecte del calibratge, podrien instal·lar-se a l’interior del recinte del circuit i estar proveïts d’eixos ranurats per permetre l’ajust mitjançant un tornavís.

Tots els resistors fixos (R1 a R8. R10, R12. R14) haurien de tenir una potència d’1 watt.

Calibratge inicial

Per començar el procés de calibratge, necessitareu quatre condensadors de fuites molt baixes perfectament coneguts, que tinguin els valors: 0,1 uF, 0,01 uF, 1000 pF i 200 pF,
1-Mantenint el commutador de distància a la posició D, introduïu el condensador de 0,1 uF als terminals X-X.
2-Enceneu S1.

Es pot dibuixar una targeta de comptador distintiva o es poden escriure números al dial de fons existent del microamperímetre per indicar els rangs de capacitat de 0-200 pF, 0-1000 pF, 0-0,01 uF i 0-0 1 uF.

A mesura que el mesurador de capacitància s’utilitza més, és possible que siga necessari connectar un condensador desconegut als terminals X-X que engeguen S1 per provar la lectura de la capacitat al mesurador. Per obtenir una precisió màxima, es recomana incorporar el rang que permetrà la desviació al voltant de la secció superior de l’escala del comptador.

Mesurador de la força del camp

El circuit FET següent està dissenyat per detectar la intensitat de totes les freqüències dins de 250 MHz o pot ser fins i tot més alt.

Una petita antena telescòpica, de vareta, de metall detecta i rep l'energia de radiofreqüència. El D1 rectifica els senyals i subministra una tensió positiva a la porta FET per sobre de R1. Aquest FET funciona com un amplificador de corrent continu. El pot 'Establir zero' pot tenir qualsevol valor entre 1k i 10k.

Quan no hi ha cap senyal d’entrada RF, ajusta el potencial de la porta / font de manera que el mesurador mostri només un corrent petit, que augmenta proporcionalment en funció del nivell del senyal RF d’entrada.

Per obtenir una sensibilitat més alta, es podria instal·lar un mesurador de 100uA. En cas contrari, un mesurador de baixa sensibilitat com 25uA, 500uA o 1mA també pot funcionar força bé i proporcionar les mesures de resistència de RF necessàries.

Si el mesurador de força de camp es requereix només per provar VHF, caldrà incorporar un estrangulador VHF, però per a una aplicació normal al voltant de freqüències més baixes és imprescindible un estrangulador d’ona curta. Una inductància d’aproximadament 2,5 mH farà el treball fins a 1,8 MHz i freqüències més altes.

El circuit del mesurador de força de camp FET es podria construir dins d’una caixa metàl·lica compacta, amb l’antena estesa a l’exterior del recinte, verticalment.

Mentre funciona, el dispositiu permet sintonitzar un transmissor amplificador final i circuits aeris, o el realineament de polarització, accionament i altres variables, per confirmar la sortida radiada òptima.

El resultat dels ajustaments es podria comprovar mitjançant la forta desviació cap amunt o capbussament de l’agulla del comptador o la lectura del mesurador de força de camp.

Detector d'humitat

El circuit FET sensible que es mostra a continuació reconeixerà l'existència d'humitat atmosfèrica. Mentre el sensor no estigui humit, la seva resistència serà excessiva.

D'altra banda, la presència d'humitat al coixinet reduirà la seva resistència, per tant, TR1 permetrà la conducció de corrent mitjançant P2, fent que la base de TR2 sigui positiva. Aquesta acció activarà el relé.

VR1 fa possible la realineació del nivell on TR1 s’encén i, per tant, decideix la sensibilitat del circuit. Això es podria fixar a un nivell extremadament alt.

El pot VR2 permet ajustar el corrent del col·lector per garantir que el corrent a través de la bobina del relé sigui molt petit durant els períodes en què el coixinet de detecció estigui sec.

TR1 pot ser el 2N3819 o qualsevol altre FET comú, i TR2 pot ser un BC108 o algun altre transistor NPN ordinari d’alt guany. El coixinet de sentit es produeix ràpidament a partir de PCB de circuit perforat de matriu de 0,1 polzades o 0,15 polzades amb làmina conductora a través de les files de forats.

Una placa de 1 x 3 polzades és adequada si s’utilitza el circuit com a detector de nivell d’aigua, però es recomana una placa de mida més important (potser 3 x 4 polzades) per habilitar FET detecció d'humitat , sobretot en època de pluges.

La unitat d’advertència pot ser qualsevol dispositiu desitjat, com ara un llum d’indicació, un timbre, un brunzidor o un oscil·lador de so, que podrien integrar-se dins del recinte o situar-se externament i connectar-se mitjançant un cable d’extensió.

Regulador de voltatge

El senzill regulador de voltatge FET que s’explica a continuació ofereix una eficiència raonablement bona utilitzant un nombre mínim de peces. El circuit fonamental es mostra a continuació (a la part superior).

Qualsevol tipus de variació de la tensió de sortida induïda per una alteració de la resistència de càrrega canvia la tensió de la font de la porta de l’e.e.t. mitjançant R1 i R2. Això condueix a un canvi contrari al corrent de drenatge. La relació d’estabilització és fantàstica ( ≈ 1000), però, la resistència de sortida és bastant alta R0> 1 / (YFs> 500Ω) i el corrent de sortida és realment mínim.

Per vèncer aquestes anomalies, el fons millorat circuit regulador de tensió es pot utilitzar. La resistència de sortida es redueix enormement sense comprometre la relació d’estabilització.

El corrent de sortida màxim està restringit per la dissipació admissible de l'últim transistor.

La resistència R3 es selecciona per crear un corrent en repòs d'un parell de mA a TR3. Una bona configuració de la prova aplicant els valors indicats va provocar una alteració inferior a 0,1 V fins i tot quan el corrent de càrrega va variar de 0 a 60 mA a la sortida de 5 V. No es va estudiar l’impacte de la temperatura sobre la tensió de sortida, però es podria mantenir sota control mitjançant una selecció adequada del corrent de drenatge de l’e.e.t.

Audio Mixer

De vegades potser us interessa esvair-se o esvair-se o barregeu un parell de senyals d'àudio a nivells personalitzats. El circuit que es presenta a continuació es pot utilitzar per aconseguir aquest propòsit. Una entrada particular està associada al sòcol 1 i la segona al sòcol 2. Cada entrada està dissenyada per acceptar impedàncies elevades o altres, i posseeix un control de volum independent VR1 i VR2.

Les resistències R1 i R2 ofereixen aïllament de les olles VR1 i VR2 per garantir que una configuració més baixa d’una de les olles no connecti a terra el senyal d’entrada de l’altra olla. Aquesta configuració és adequada per a totes les aplicacions estàndard, que utilitzen micròfons, captadors, sintonitzadors, telèfons mòbils, etc.

El FET 2N3819, així com altres àudio i FET de propòsit general funcionaran sense cap problema. La sortida ha de ser un connector apantallat, a través de C4.

Control de tons senzill

Els controls de to de música variable permeten personalitzar l'àudio i la música segons les preferències personals o permeten una certa magnitud de compensació per augmentar la resposta de freqüència global d'un senyal d'àudio.

Són inestimables per a equips estàndard que sovint es combinen amb unitats d’entrada de cristall o magnètiques, o per a ràdio i amplificadors, etc., i que no tenen circuits d’entrada destinats a aquesta especialització musical.

A la figura següent es mostren tres circuits de control de to passiu diferents.

Aquests dissenys es poden fer funcionar amb un escenari de preamplificador comú, tal com es mostra a A. Amb aquests mòduls de control de to passiu pot haver-hi una pèrdua general d’àudio que provoca una reducció del nivell del senyal de sortida.

En cas que l'amplificador a A inclogui prou guany, encara es podria aconseguir un volum satisfactori. Això depèn de l'amplificador, així com d'altres condicions, i quan se suposa que un preamplificador podria restablir el volum. A l'etapa A, VR1 funciona com el control de to, les freqüències més altes es minimitzen en resposta al seu eixugaparabrises que viatja cap a C1.

VR2 està connectat per formar un control de guany o volum. R3 i C3 ofereixen biaix i derivació de la font, i R2 funcionen com a càrrega d'àudio de drenatge, mentre que la sortida s'adquireix de C4. R1 amb C2 s’utilitzen per desacoblar la línia d’alimentació positiva.

Els circuits es poden alimentar mitjançant una font de 12 V CC. R1 es podria modificar si es requereix una tensió més gran. En aquest i els circuits relacionats trobareu una latitud substancial en la selecció de magnituds per a posicions com C1.

Al circuit B, VR1 funciona com un control de tall superior i VR2 com a control de volum. C2 està acoblat a la porta a G i una resistència de 2,2 M ofereix la ruta de CC a través de la porta a la línia negativa, les parts restants són R1, R2, P3, C2, C3 i C4 com a A.

Els valors típics de B són:

• C1 = 10nF
• VR1 = 500 k lineals
• C2 = 0,47uF
• VR2 = registre de 500 k

Un altre control de tall superior es revela a C. Aquí, R1 i R2 són idèntics a R1 i R2 de A.

S’incorpora C2 d’A com a A. Ocasionalment, aquest tipus de control de to es podria incloure en una etapa preexistent sense pràcticament cap obstacle per a la placa de circuit. C1 a C pot ser de 47 nF i VR1 de 25 k.

Es podrien provar magnituds més grans per a VR1, però això podria provocar que una gran secció del rang audible de VR1 consumeixi només una petita part de la seva rotació. C1 es podria fer més alt, per proporcionar un tall superior millorat. La impedància del circuit afecta els resultats obtinguts amb diferents valors de peça.

Single Diode FET Ràdio

El següent circuit FET següent mostra un senzill receptor de ràdio de díode amplificat utilitzant un sol FET i algunes parts passives. VC1 podria tenir una mida típica de 500 pF o un condensador de sintonització GANG idèntic o un petit retallador en cas que totes les proporcions hagin de ser compactes.

La bobina de l'antena de sintonització es construeix utilitzant cinquanta voltes de filferro de 26 swg a 34 swg, sobre una barra de ferrita. o es pot recuperar de qualsevol receptor d’ona mitjana existent. El nombre de bobinatges permetrà la recepció de totes les bandes MW properes.

Receptor de ràdio MW TRF

El següent TRF relativament complet Circuit de ràdio MW es pot construir utilitzant només un cupé de FET. Està dissenyat per proporcionar una recepció d’auriculars decent. Per a un abast més llarg es podria connectar un cable d'antena més llarg amb la ràdio, o bé es podria utilitzar amb una sensibilitat més baixa depenent de la bobina de la barra de ferrita només per a la captació de senyal MW propera. TR1 funciona com el detector i la regeneració s’aconsegueix tocant la bobina d’ajust.

L’aplicació de regeneració millora significativament la selectivitat, així com la sensibilitat a transmissions més febles. El potenciòmetre VR1 permet realiniar manualment el potencial de drenatge de TR1 i, per tant, funciona com un control de regeneració. La sortida d'àudio de TR1 està connectada amb TR2 per C5.

Aquest FET és un amplificador d’àudio que condueix els auriculars. Els auriculars complets són més adequats per a la sintonització casual, tot i que els telèfons de resistència DC d’uns 500 ohms, o d’impedància d’uns 2 k, proporcionaran excel·lents resultats per a aquesta ràdio FET MW. En cas que es desitgi un mini auricular per a l’escolta, pot ser un dispositiu magnètic d’impedància moderada o alta.

Com fer la bobina de l’antena

La bobina de l'antena de sintonització es construeix mitjançant cinquanta voltes de filferro de 26swg super esmaltat, sobre una vareta de ferrita estàndard que té una longitud d'al voltant de 5in x 3 / 8in. En cas que els girs estiguin embolicats sobre una fina canonada de targeta que faciliti el lliscament de la bobina sobre la vareta, podria fer possible un ajustament òptim de la cobertura de la banda.

L’enrotllament començarà a A, la presa de l’antena es pot extreure al punt B, que fa aproximadament vint-i-cinc voltes.

El punt D és el terminal final a terra de la bobina. La ubicació més eficaç de la presa C dependrà bastant del FET seleccionat, del voltatge de la bateria i de si el receptor de ràdio es combinarà amb un cable aeri extern sense antena.

Si el toc C és massa a prop del final D, la regeneració deixarà d'iniciar-se o serà extremadament pobra, fins i tot amb VR1 girat per obtenir una tensió òptima. Tanmateix, tenir moltes voltes entre C i D provocarà una oscil·lació, fins i tot amb VR1 una mica girat, cosa que provocarà que els senyals es debilitin.