En aquest post discutim de manera exhaustiva un circuit SMPS de 2 ampers de 2 V de 2 ampères amb l'IC UC2842. Estudiem un disseny de flyback de 2 amples avaluant diverses fórmules, que proporcionen els detalls exactes de selecció del bobinatge del transformador i les especificacions de les peces.
Disseny # 1: Introducció
El primer disseny es basa en el versàtil IC VIPer53-E.
El VIPer53-E està construït amb un controlador PWM en mode de corrent millorat que té un MOSFET d'alimentació MDMesh ™ d'alta tensió dins del mateix paquet. El VIPer53-E es pot trobar en un parell de paquets diferents, DIP8 i PowerSO-10. La placa de referència és, sens dubte, una font d’alimentació de gamma ampla fora de línia que inclou el VIPer53-E dissenyat per a la regulació secundària mitjançant l’operació del controlador PWM mitjançant una opto- acoblador. La freqüència de commutació és de 100 kHz i la potència de sortida total és de 24 W.
A continuació es detallen algunes de les principals característiques del CI:
• Alimentació d’ús general basada en SMPS
• Control de mode actual junt amb facilitat de limitació variable
• Eficiència al voltant d’un bon 75%
• La sortida es protegeix amb un curtcircuit i una protecció contra sobrecàrrega
• La sobre temperatura també es controla mitjançant una protecció contra apagat tèrmic integrada
• Compleix l’especificació EMI de classe B EN55022 i les normes Blue Angel.
El diagrama del circuit del circuit de 12 V 2 amperis proposat mitjançant VIPer53-E es podria veure a la imatge següent:
DESCÀRREGA LLISTA DE PECES I PCB COMPLETA
Les principals condicions operatives es poden estudiar a través de la imatge següent:
Detalls del transformador:
Els detalls de bobinatge del transformador de nucli de ferrita per al circuit SMPS anterior es podrien analitzar segons les dades que es mostren a la figura següent:
Es pot estudiar més informació sobre VIPer53-E en aquest article
Disseny núm. 2: Introducció
El següent disseny es basa en el IC UC2842 de Texas Instruments , que també es pot utilitzar per construir un circuit SMPS d’alt grau, sòlid, molt fiable amb una potència de 12V i amb una sortida de corrent @ 2 amperes a 4 amperes.
El diagrama complet del circuit d’aquest disseny es pot trobar a la figura següent:
Intentem comprendre les funcions i els aspectes crítics d'alguns dels components principals que s'utilitzen en aquest circuit SMPS de 12 V de 2 ampères:
Condensador massiu d'entrada Cin i tensió massiva mínima:
El condensador a granel mostrat Cin es pot incorporar utilitzant un o alguns condensadors en paral·lel, possiblement mitjançant un inductor a través d'ells per eliminar el soroll generat a causa de la conducció en mode diferencial. El valor d’aquest condensador decideix el nivell de voltatge massiu mínim.
Si s’utilitza un valor inferior Cin per reduir la tensió massiva mínima, es pot produir una sobrecàrrega de corrent de pic primari elevat dels mosfets de commutació i també del transformador.
Al contrari, mantenir el valor més gran pot resultar en un pic màxim més alt al mosfet i al trafo, cosa que tampoc no és acceptable, per tant s’hauria de triar un valor raonable tal com s’indica al diagrama.
Es pot fer mitjançant la fórmula següent:
Aquí Vin (min) indica el valor RMS de la tensió d'entrada AC mínima que és al voltant de 85 V RMS.
fLINE (min) indica la freqüència del valor RMS anterior que es pot suposar que és de 47Hz.
En referència a l’equació anterior, per tal d’aconseguir un valor mínim de voltatge massiu de 75V, amb un 85% d’eficiència, el valor Cin haurà d’estar al voltant de 126uF, en el nostre prototip 180uF es va trobar que estava bé.
Càlcul de les relacions de gir de Tansformer:
Per començar amb el càlcul del gir del transformador, cal conèixer la freqüència de commutació més favorable.
Tot i que l’IC UC2842 s’especifica per produir una freqüència màxima de 500 kHz, tenint en compte tots els paràmetres possibles i relacionats amb l’eficiència, es va decidir seleccionar i configurar el dispositiu a uns 110 kHz.
Això va permetre que el disseny estigués raonablement ben equilibrat pel que fa a la mida del transformador, la dimensió del filtre EMI i mantenir les operacions dins de les pèrdues tolerables.
El terme Nps fa referència a la primària del transformador i això es pot determinar en funció de la qualificació del mosfet del controlador utilitzat juntament amb la qualificació de les especificacions del díode del rectificador secundari.
Per obtenir un índex de mosfet òptim, primer hem de calcular el voltatge massiu màxim amb referència al valor màxim de la tensió RMS, que és de 265V d’entrada CA en el nostre cas. Per tant, tenim:
Per motius de senzillesa i rendibilitat, es va seleccionar un mosfet IRFB9N65A de 650V classificat per a aquest prototip de circuit de 12 V 2 amp SMPS.
Si considerem que la tensió màxima de tensió al desguàs del mosfet és al voltant del 80% de les seves especificacions i que pren el 30% com a pujada de tensió admissible de l’alimentació màxima d’entrada massiva, es pot esperar que la tensió de sortida reflectida resultant sigui inferior a 130 V com expressat en la següent equació:
Per tant, per a una sortida de 12 V, es pot calcular la relació màxima de volta del transformador primari / secundari o el NPS tal com s’indica a la següent equació:
En el nostre disseny s’ha incorporat una relació de torns de Nps = 10.
Aquest bobinatge s'ha de calcular de manera que sigui capaç de produir una tensió que pot ser una mica superior a l'especificació mínima de Vcc de l'IC, de manera que l'IC sigui capaç de funcionar en condicions òptimes i es mantingui l'estabilitat a tot el circuit.
El bobinatge auxiliar Npa es pot calcular tal com es mostra a la fórmula següent:
El bobinatge auxiliar del transformador s'utilitza per polaritzar i proporcionar el subministrament de funcionament al CI.
Ara, per al díode de sortida, la tensió de tensió en ell pot ser equivalent a la tensió de sortida i a la font d’entrada reflectida, tal com es mostra a continuació:
Per contrarestar els pics de tensió a causa del fenomen de 'sonorització', es va considerar necessari un díode Schottky amb una tensió de bloqueig de 60V o superior en aquest disseny.
Això també per allunyar el factor d’espiga del corrent d’alta tensió està dissenyat el convertidor flyback per treballar amb un mode de conducció contínua (CCM).
Càlcul del cicle de treball màxim:
Com es va comentar al paràgraf anterior, un cop calculat el NPS del transformador, es pot calcular el cicle de treball màxim requerit Dmax mitjançant la funció de transferència assignada per als convertidors basats en CCM, els detalls es poden veure a continuació:
Inductància del transformador i corrent de pic
En el nostre circuit de 12 V 2 amp SMPS, es va determinar la inductància magnetitzant del transformador Lp segons els paràmetres CCM. En aquest exemple, la inductància es va escollir de manera que el convertidor pugui entrar a la zona de treball de CCM amb una càrrega al voltant del 10% i utilitzant una tensió massiva mínima per tal de mantenir l'ondulació de sortida al mínim.
Per obtenir més informació sobre les diverses especificacions tècniques i fórmules, podeu estudiar full de dades original aquí
Anterior: Circuit de subministrament d’alimentació ajustable de 0-40V: tutorial de construcció Següent: sondes anticorrosives per al controlador de nivell d’aigua
