Circuit de llast electrònic de 40 watts

El llast electrònic de 40 watts proposat està dissenyat per il·luminar qualsevol tub fluorescent de 40 watts, amb una alta eficiència i una brillantor òptima.

La distribució de PCB del balast fluorescent electrònic proposat també es proporciona juntament amb els detalls del bobinatge del torroid i del sufocador del tampó.

Introducció

Fins i tot la tecnologia LED més prometedora i més comentada potser és incapaç de produir llums iguals a les modernes llums de balasts fluorescents electrònics. El circuit d’aquesta llum de tub electrònic d’aquest tipus es discuteix aquí, amb una eficiència millor que les llums LED.

Fa només una dècada, els llasts electrònics eren relativament nous i, a causa de fallades freqüents i costos elevats, generalment no eren preferits per tothom. Però amb el pas del temps, el dispositiu va experimentar algunes millores serioses i els resultats van ser encoratjadors ja que van començar a ser més fiables i duradors. Els balasts electrònics moderns són més eficients i són a prova de fallades.

Diferència entre llast elèctric i llast electrònic

Quin és l’avantatge exacte d’utilitzar un llast fluorescent electrònic en comparació amb el llast elèctric de sempre? Per entendre correctament les diferències és important saber com funcionen els reactors elèctrics normals.

El llast elèctric no és res més que un simple inductor de tensió de xarxa d’alta intensitat produït per la bobina de diverses voltes de fil de coure sobre el nucli de ferro laminat.

Bàsicament, com tots sabem, un tub fluorescent requereix un fort impuls inicial de corrent per encendre’s i fer que els electrons flueixin entre els seus filaments finals. Un cop connectada aquesta conducció, el consum actual per mantenir aquesta conducció i la il·luminació es fa mínima. Els llastos elèctrics s’utilitzen només per “disparar” aquest corrent inicial i, a continuació, controlar el subministrament del corrent oferint una impedància augmentada un cop finalitzada la ignició.

Ús d'un arrencador en balasts elèctrics

Un motor d’arrencada assegura que les “puntades” inicials s’apliquen a través de contactes intermitents, durant els quals s’utilitza l’energia emmagatzemada del bobinatge de coure per produir els corrents elevats necessaris.

L’arrencador deixa de funcionar un cop s’encén el tub i ara, ja que el llast es dirigeix ​​a través del tub, comença a obtenir un flux continu de corrent altern a través d’ell i, a causa dels seus atributs naturals, ofereix una alta impedància, controlant el corrent i ajudant a mantenir una brillantor òptima.

Tanmateix, a causa de la variació de les tensions i de la manca d’un càlcul ideal, els balasts elèctrics poden arribar a ser força ineficients, dissipant i malgastant molta energia a través de la calor. Si realment mesureu, trobareu que un dispositiu de sufocació elèctric de 40 watts pot consumir fins a 70 watts de potència, gairebé el doble de la quantitat necessària. A més, no es poden apreciar els parpelleigs inicials implicats.

Els llasts electrònics són més eficients

En canvi, els balasts electrònics són tot el contrari pel que fa a l’eficiència. El que vaig construir va consumir només 0,13 amperes de corrent @ 230volts i va produir una intensitat de llum que semblava molt més brillant del normal. Fa tres anys que utilitzo aquest circuit sense cap mena de problema (tot i que vaig haver de substituir el tub una vegada que es va ennegrir als extrems i va començar a produir menys llum).

La lectura actual demostra la eficiència del circuit, el consum d'energia és de prop de 30 watts i una llum de sortida equivalent a 50 watts.

Com funciona el circuit de llast electrònic

El seu principi de funcionament del llast fluorescent electrònic proposat és força senzill. El senyal de corrent altern es corregeix i es filtra primer mitjançant una configuració de pont / condensador. El següent comprèn un simple oscil·lador acoblat creuat de dos transistors. El CC rectificat s'aplica a aquesta etapa que immediatament comença a oscil·lar a la freqüència alta necessària. Les oscil·lacions solen ser ones quadrades que es tamponen adequadament mitjançant un inductor abans que finalment s’utilitzi per encendre i il·luminar el tub connectat. El diagrama mostra una versió de 110 V que es pot modificar fàcilment en un model de 230 volts mitjançant simples alteracions.

Les següents il·lustracions expliquen clarament com construir un circuit electrònic de balast electrònic fluorescent casolà de 40 watts a casa amb peces normals.

Disseny de components de PCB

ADVERTÈNCIA: INCLOU UN M MOVIL I UN TERMÍSTER A L'ENTRADA DEL SUBMINISTRAMENT, D'altra banda, EL CIRCUIT ES FARÀ IMPREDICIBLE I PODRÀ ESBORRAR EN QUALSEVOL MOMENT.

TAMBÉ, MUNTEU ELS TRANSISTORS PER ENFONSADORS SEPARATS DE 4 * 1 POLZADA, PER A UNA MILLOR EFICIÈNCIA I UNA VIDA MÉS LLARGA.

Disseny de la pista del PCB

Inductor Torroid

Inductor de sufocació

Llista de peces

• R1, R2, R5 = 330.000 MFR 1%
• R3, R4, R6, R7 = 47 Ohm, CFR 5%
• R8 = 2,2 ohms, 2 watts
• C1, C2 = 0,0047 / 400V PPC per a 220V, 0,047uF / 400V per a entrada de 110V CA
• C3, C4 = 0,033 / 400V PPC
• C5 = 4,7uF / 400V electrolític
• D1 = Diac DB3
• D2 …… D7 = 1N4007
• D10, D13 = B159
• D8, D9, D11, D12 = 1N4148
• T1, T2 = 13005 Motorola
• El dissipador de calor és necessari per a T1 i T2.

Circuit de llast electrònic per a tubs fluorescents bessons de 40 watts

El següent concepte següent explica com construir un circuit de llast electrònic senzill però extremadament fiable per conduir o accionar dos tubs fluorescents de 40 watts, amb una correcció de potència activa.

Cortesia: https://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-995a.pdf

Principals característiques elèctriques del CI

Els CI de control de rectificadors internacionals són circuits integrats de potència monolítica adequats per operar MOSFET o lGBT de banda baixa i de banda alta a través del nivell lògic, referenciats a cables d’entrada de terra.

Disposen de funcions de tensió equilibrada de fins a 600 V CC i, al contrari que els transformadors de controlador habituals, poden aportar formes d’ona super netes amb pràcticament qualsevol cicle de treball del 0 al 99%.

La seqüència IR215X és en realitat un accessori disponible recentment per a la família de control IC i, a més de les característiques esmentades anteriorment, el producte utilitza un extrem superior de rendiment comparable al CI temporitzador LM 555.

Aquest tipus de xips de controlador us ofereixen al desenvolupador capacitats de vacil·lació auto oscil·latòria o coordinada amb l'ajuda de components alternatius RT i CT. Vegeu la figura següent

Llista de peces

• Ct / Rt = el mateix que es dóna als diagrames donats a continuació
• díodes inferiors = BA159
• Mosfets: com es recomana als diagrames següents
• C1 = 1uF / 400V PPC
• C2 = 0,01uF / 630V PPC
• L1 = Tal com es recomana al diagrama següent, pot ser necessària alguna experimentació

També disposen de circuits integrats que ofereixen un temps mort moderat d’1,2 microsegons entre les sortides i la commutació de components laterals alts i baixos per a la conducció de dispositius d’alimentació de mig pont.

Càlcul de la freqüència de l’oscil·lador

Sempre que s’inclou en la forma autooscil·ladora, la freqüència d’oscil·lació es calcula simplement per:

f = 1 / 1,4 x (Rt + 75ohm) x Ct

Els tres dispositius auto-oscil·lants accessibles són IR2151, IR2152 i IR2155. L'IR2I55 sembla tenir memòries intermèdies de sortida més substancials que convertiran una càrrega capacitiva de 1000 pF amb tr = 80 ns i tf = 40 ns.

Inclou una arrencada de potència mínima i un subministrament RT de 150 ohms. IR2151 té tr i tf de 100 ns i 50 ns i té un rendiment similar a IR2l55. IR2152 serà indistingible de l’IR2151, tot i que amb canvi de fase d’Rt a Lo. IR2l5l i 2152 inclouen una font Rt de 75 ohm (equació l.)

Aquests tipus de controladors de llast normalment s’han de subministrar amb la tensió d’entrada de CA rectificada i, en conseqüència, estan destinats a un corrent de repòs mínim i encara tenen un regulador de derivació incorporat de l5V per garantir que només una resistència limitadora funcioni molt bé a través del corrent continu. tensió de bus rectificada.

Configuració de la xarxa Zero Crossing

Si tornem a mirar la figura 2, tingueu en compte el potencial de sincronització del controlador. Tots dos díodes adossats en línia juntament amb el circuit de la làmpada es configuren eficientment com a detector de creuament zero per al corrent de la làmpada. Abans del cop de la làmpada, el circuit ressonant implica L, Cl i C2 tot en una cadena.

Cl és un condensador de bloqueig de CC amb una reactància baixa, per tal que el circuit ressonant sigui L i C2 amb èxit. El voltatge al voltant de C2 s’amplifica mitjançant el factor Q de L i C2 en ressonància i colpeja la llum.

Com es determina la freqüència de ressonància

Tan bon punt la làmpada colpeja, C, queda curtcircuitada adequadament per la caiguda de potencial de la làmpada, i la freqüència del circuit ressonant en aquest punt està determinada per L i Cl.

Això condueix a un canvi a una freqüència de ressonància més baixa en el curs de les operacions estàndard, igual que abans coordinat mitjançant la detecció del pas de zero del corrent de corrent altern i aprofitant la tensió resultant per regular l’oscil·lador del controlador.

Juntament amb el corrent en repòs del controlador, trobareu un parell d’elements addicionals sobre el corrent d’alimentació de CC que són una funcionalitat del circuit de l’aplicació:

Avaluació dels paràmetres de descàrrega actual i de càrrega

l) Corrent com a resultat de carregar la capacitat d'entrada dels FET de potència

2) corrent resultant de carregar i descarregar la capacitat d'aïllament de la unió dels dispositius de controlador de porta International Rectifier. Cada component de l'arc actual està relacionat amb la càrrega i per aquest motiu s'adhereix a les regles:

• Q = CV

Es podria observar convenientment, en conseqüència, que per poder carregar i descarregar les capacitats d’entrada del dispositiu de potència, la càrrega esperada pot ser un producte de la tensió d’entrada de la porta i de les capacitats d’entrada reals i la potència d’entrada recomanada serà específicament proporcional a el producte de càrrega, freqüència i tensió al quadrat:

• Potència = QV ^ 2 x F / f

Les associacions esmentades proposen els factors següents a l'hora de realitzar un circuit de llast real:

1) escolliu la freqüència de treball més petita segons la dimensió de l’inductor decreixent

2) optar pel volum de matriu més compacte dels dispositius de potència fiables amb dèficits de conducció reduïts (que minimitzen les especificacions de càrrega)

3) Normalment es selecciona la tensió del bus de CC, però, si hi ha una alternativa, feu servir la tensió mínima.

NOTA: La càrrega simplement no és una funcionalitat de la taxa de commutació. La càrrega transmesa és la mateixa pel que fa a I0 ns o 10 temps de transició de microsegons.

En aquest moment, tindrem en compte alguns circuits de llast útils que es poden aconseguir utilitzant els controladors auto-oscil·lants. Probablement l’aparell de llum fluorescent més estimat pot ser l’anomenat tipus “Double 40” que sovint utilitza un parell de làmpades típiques Tl2 o TS dins d’un reflectant comú.

A les figures següents es demostren un parell de circuits de llast recomanats. El primer és el circuit del factor de potència mínim, juntament amb els altres treballs amb una nova configuració de díode / condensador per aconseguir un factor de potència> 0,95. El circuit de factor de potència més baix demostrat a la figura 3 dóna la benvinguda a les entrades de 50/60/400 Hz de 115 VCA o 230 VCA per generar un bus de corrent continu moderat de 320 V CC.

Diagrama del circuit de llast bessó de 40 watts

Tenint en compte que els rectificadors d'entrada es realitzen a prop dels pics de la tensió d'entrada de CA, el factor de potència d'entrada queda al voltant de 0,6 amb una forma d'ona de corrent no sinusoidal.

Aquest tipus de rectificador simplement no s’aconsella per res, a part d’un circuit d’avaluació o una fluorescència compacta reduïda de potència i, sens dubte, podria esdevenir indesitjat, ja que les corrents harmòniques dels dispositius de subministrament d’alimentació es veuen reduïdes per restriccions de qualitat d’alimentació.

L'IC utilitza una resistència limitadora només per funcionar

Tingueu en compte que el controlador IC International Rectifier IR2151 funciona directament des del bus DC mitjançant una resistència limitadora i pivots a prop de 45 kHz de conformitat amb la relació donada:

• f = 1 / 1,4 x (Rt + 75ohm) x Ct

La potència de la unitat de porta d’interruptor lateral alta prové d’un condensador d’arrencada de 0,1 pF i que es carrega a aproximadament 14 V sempre que s’arrossega V5 (cable 6) a la conducció de l’interruptor d’alimentació lateral inferior.

El díode d'arrencada l IDF4 impedeix la tensió del bus de CC tan bon punt es produeix el canvi de costat alt.

Un díode de recuperació ràpid (<100 ns) is necessary to be certain that the bootstrap capacitor will not be moderately discharged since the diode comes back and obstructs the high voltage bus.

La sortida d'alta freqüència al mig pont és en realitat una ona quadrada amb períodes de canvi extremadament ràpids (al voltant de 50 ns). Per evitar sorolls prolongats anormals a través dels fronts d'ona ràpida, s'utilitza una barrera de 0,5W de 10 ohm i 0,001 pF per minimitzar els períodes de commutació a aproximadament 0,5 ps.

Amb un dispositiu de temps mort incorporat

Tingueu en compte que tenim un temps mort incorporat d’1,2 ps al controlador IR2151 per aturar els corrents de disparament al mig pont. Les làmpades fluorescents de 40 watts es controlen en paral·lel, cadascuna utilitzant el seu propi circuit ressonant L-C. Es podrien operar aproximadament quatre circuits de tubs des d’un mateix conjunt de dos MOSFET mesurats per coincidir amb el nivell de potència.

Les valoracions de reactància per al circuit de la làmpada es trien de les taules de reactància L-C o mitjançant la fórmula de ressonància en sèrie:

• f = 1 / 2pi x arrel quadrada de LC

La Q dels circuits de les làmpades és força petita simplement pels avantatges de funcionar a partir d’una velocitat fixa de recurrència que, òbviament, pot variar a causa de les toleràncies RT i CT.

Les llums fluorescents no solen necessitar tensions de cop extremadament altes, per tant, és suficient amb una Q de 2 o 3. Les corbes «Q planes» sovint s’originen a partir d’inductors més grans i de petites relacions de condensadors en què:

Q = 2pi x fL / R, en què R és sovint major perquè s’utilitzen molts més girs.

L'arrencada suau durant el preescalfament de filaments de tub pot contenir-se de manera econòmica mitjançant l'ús de PTC. termistors al voltant de cada llum.

D’aquesta manera, el voltatge al llarg de la làmpada augmenta constantment a mesura que el RTC. s'escalfa automàticament fins que finalment s'aconsegueix el voltatge impactant juntament amb filaments calents i la llum s'encén.