El càlcul del transformador de ferrita és un procés en què els enginyers avaluen les diverses especificacions de bobinatge i la dimensió del nucli del transformador, utilitzant la ferrita com a material bàsic. Això els ajuda a crear un transformador perfectament optimitzat per a una aplicació determinada.
El post presenta una explicació detallada sobre com calcular i dissenyar transformadors de nucli de ferrita personalitzats. El contingut és fàcil d’entendre i pot ser molt útil per als enginyers dedicats al camp de electrònica de potència , i fabricació d'inversors SMPS.
Per què s’utilitza el nucli de ferrita en convertidors d’alta freqüència
Sovint us hauríeu preguntat per què s’utilitzava nuclis de ferrita en totes les modernes fonts d’alimentació en mode de commutació o convertidors SMPS. Dret, és aconseguir una eficiència i una compacitat més altes en comparació amb les fonts d’alimentació del nucli de ferro, però seria interessant saber com els nuclis de ferrita ens permeten assolir aquest alt grau d’eficiència i compacitat?
És perquè a transformadors de nucli de ferro, el material de ferro té una permeabilitat magnètica molt inferior a la de la ferrita. En canvi, els nuclis de ferrita tenen una permeabilitat magnètica molt elevada.
És a dir, quan se sotmet a un camp magnètic, el material de ferrita és capaç d’aconseguir un grau d’imantació molt alt, millor que totes les altres formes de material magnètic.
Una permeabilitat magnètica més alta significa una menor quantitat de corrent de Foucault i unes pèrdues de commutació menors. Un material magnètic normalment té tendència a generar corrent de Foucault en resposta a una freqüència magnètica creixent.
A mesura que augmenta la freqüència, el corrent de Foucault també augmenta provocant escalfament del material i augment de la impedància de la bobina, cosa que provoca pèrdues de commutació addicionals.
Els nuclis de ferrita, a causa de la seva alta permeabilitat magnètica, poden funcionar de manera més eficient amb freqüències més altes, a causa dels corrents de Foucault més baixos i de les pèrdues de commutació menors.
Ara podeu pensar, per què no utilitzar una freqüència més baixa, ja que això ajudaria a reduir els corrents de Foucault? Sembla vàlid, però, una freqüència més baixa també significaria augmentar el nombre de voltes per al mateix transformador.
Com que les freqüències més altes permeten un nombre proporcionalment inferior de girs, el transformador és més petit, més lleuger i més barat. És per això que SMPS utilitza una freqüència alta.
Topologia d’inversors
Als inversors de mode de commutació, normalment surten dos tipus de topologia: push-pull i Pont complet . El push pull empra una aixeta central per al bobinatge primari, mentre que el pont complet consisteix en un únic bobinat tant per al primari com per al secundari.
En realitat, ambdues topologies tenen una naturalesa push-pull. En ambdues formes, el bobinatge s’aplica amb un corrent altern invers-endavant de commutació contínua pels MOSFET, oscil·lant a l’alta freqüència especificada, imitant una acció push-pull.
L'única diferència fonamental entre tots dos és que el costat principal del transformador central de l'aixeta té un nombre de voltes 2 vegades més gran que el transformador de pont complet.
Com es calcula el transformador del convertidor de nucli de ferrita
Calcular un transformador de nucli de ferrita és realment bastant senzill, si teniu a la mà tots els paràmetres especificats.
Per simplificar-ho, intentarem resoldre la fórmula mitjançant un exemple configurat, diguem-ne per a un transformador de 250 watts.
La font d’alimentació serà una bateria de 12 V. La freqüència per canviar el transformador serà de 50 kHz, una xifra típica de la majoria dels inversors SMPS. Suposarem que la sortida és de 310 V, que normalment és el valor màxim d’un RMS de 220 V.
Aquí, el 310 V serà després de la rectificació mitjançant una ràpida recuperació rectificador de pont , i filtres LC. Seleccionem el nucli com a ETD39.
Com tots sabem, quan un Bateria de 12 V. s’utilitza, la seva tensió mai és constant. A plena càrrega, el valor ronda els 13 V, que continua disminuint a mesura que la càrrega de l’inversor consumeix energia, fins que finalment la bateria es descarrega al límit més baix, que sol ser de 10,5 V. Per tant, per als nostres càlculs, considerarem 10,5 V com V en (min).
Girs primaris
A continuació es dóna la fórmula estàndard per calcular el nombre principal de voltes:
N (primer)= V in(nom)x 108/ 4 x f x B màxx A c
Aquí N (primer)fa referència als números de torn primaris. Com que en el nostre exemple hem seleccionat una topologia de pulsació de punteria central, el resultat obtingut serà la meitat del nombre total de voltes necessàries.
- Vi (cognom)= Voltatge mitjà d'entrada. Com que la nostra tensió mitjana de la bateria és de 12V, agafem Vi (cognom)= 12.
- f = 50 kHz o 50.000 Hz. És la freqüència de commutació preferida, seleccionada per nosaltres.
- B màx= Densitat màxima de flux a Gauss. En aquest exemple, suposarem B màxque oscil·li entre 1300G i 2000G. Aquest és el valor estàndard de la majoria dels nuclis de transformador basats en ferrita. En aquest exemple, fixem-nos en 1500G. Així ho tenim B màx= 1500. Valors més alts de B màxno es recomana, ja que això pot provocar que el transformador arribi al punt de saturació. Per contra, valors més baixos de B màxpot provocar que el nucli sigui infrautilitzat.
- Ac= Àrea de secció transversal efectiva en cm2. Aquesta informació es pot recollir a partir de les fitxes tècniques dels nuclis de ferrita . També podeu trobar Acque es presenta com a Aés. Per al número bàsic seleccionat ETD39, l’àrea de secció transversal efectiva que es proporciona al full de dades és de 125 mm2. És igual a 1,25 cm2. Per tant, tenimc= 1,25 per a ETD39.
Les figures anteriors ens proporcionen els valors de tots els paràmetres necessaris per calcular els girs primaris del nostre transformador d’inversors SMPS. Per tant, substituint els valors respectius a la fórmula anterior, obtenim:
N (primer)= V in(nom)x 108/ 4 x f x B màxx A c
N (primer)= 12 x 108/ 4 x 50000 x 1500 x 1,2
N (primer)= 3.2
Com que el 3.2 és un valor fraccionat i pot ser difícil d’implementar pràcticament, l’arrodonirem a 3 voltes. Tanmateix, abans d’acabar aquest valor, hem d’investigar si el valor de B màxencara és compatible i està dins del rang acceptable per a aquest nou valor arrodonit 3.
Perquè, la disminució del nombre de voltes provocarà un augment proporcional del B màx, per tant, es fa imprescindible comprovar si augmenta B màxencara està dins de l’interval acceptable per als nostres 3 torns principals.
Comprovació de comptadors B màxen substituir els següents valors existents obtenim:
Vi (cognom)= 12, f = 50000, N a= 3, A c= 1.25
B màx= V in(nom)x 108/ 4 x f x N (primer)x A c
B màx= 12 x 108/ 4 x 50000 x 3 x 1,25
B màx= 1600
Com es pot veure el nou B màxvalor per N (a)= 3 voltes es veu bé i està dins del rang acceptable. Això també implica que, si alguna vegada us ve de gust manipular el nombre de N (primer)per torns, heu d'assegurar-vos que compleix amb el nou corresponent B màxvalor.
Per contra, és possible determinar primer el fitxer B màxper al nombre desitjat de voltes primàries i, a continuació, ajusteu el nombre de voltes a aquest valor modificant adequadament les altres variables de la fórmula.
Girs secundaris
Ara sabem calcular el costat principal d’un transformador d’inversor SMPS de ferrita, és hora de mirar cap a l’altre costat, que és el secundari del transformador.
Com que el valor màxim ha de ser de 310 V per al secundari, voldríem que el valor es mantingués per a tot el rang de tensió de la bateria a partir de 13 V a 10,5 V.
Sens dubte, haurem de contractar un sistema de retroalimentació per mantenir un nivell de tensió de sortida constant, per contrarestar la baixa tensió de la bateria o augmentar les variacions del corrent de càrrega.
Però, per a això, hi ha d’haver algun marge superior o marge per facilitar aquest control automàtic. Un marge de +20 V es veu prou bo, per tant, seleccionem la tensió màxima màxima de sortida com a 310 + 20 = 330 V.
Això també significa que el transformador ha de ser dissenyat per generar 310 V a la tensió de la bateria de 10,5 més baixa.
Per al control de retroalimentació, normalment utilitzem un circuit PWM autoajustable, que amplia l'amplada del pols durant la bateria baixa o amb càrrega elevada i l'estreta proporcionalment si no hi ha càrrega o en condicions òptimes de bateria.
Això significa, a bateria baixa el PWM s'ha d'ajustar automàticament al cicle de treball màxim, per mantenir la sortida estipulada de 310 V. Es pot suposar que aquest PWM màxim és el 98% del cicle de treball total.
La bretxa del 2% es deixa per temps mort. El temps mort és la bretxa de tensió zero entre cada freqüència de mig cicle, durant la qual els MOSFET o els dispositius d’alimentació específics romanen completament apagats. Això garanteix una seguretat garantida i impedeix disparar a través dels MOSFET durant els períodes de transició dels cicles d’estirada.
Per tant, el subministrament d’entrada serà mínim quan la tensió de la bateria arribi al seu nivell mínim, és a dir, quan V dins= V en (min)= 10,5 V. Això provocarà que el cicle de treball estigui al 98% màxim.
Les dades anteriors es poden utilitzar per calcular la tensió mitjana (CC RMS) necessària perquè el costat primari del transformador generi 310 V a la secundària, quan la bateria tingui un mínim de 10,5 V. Per a això, multiplicem el 98% per 10,5, com mostrat a continuació:
0,98 x 10,5 V = 10,29 V, aquesta és la tensió nominal que se suposa que té el nostre transformador primari.
Ara sabem la tensió secundària màxima que és de 330 V i també coneixem la tensió primària que és de 10,29 V. Això ens permet obtenir la proporció dels dos costats com: 330: 10,29 = 32,1.
Com que la proporció de la tensió nominal és de 32,1, la relació de gir també hauria de tenir el mateix format.
Significat, x: 3 = 32,1, on x = girs secundaris, 3 = girs primaris.
Resolent això, podem obtenir ràpidament el nombre secundari de voltes
Per tant, els girs secundaris són = 96,3.
La figura 96.3 és el nombre de girs secundaris que necessitem per al transformador d’inversor de ferrita proposat que estem dissenyant. Com s’ha dit anteriorment, ja que les vàlvules fraccionàries són difícils d’implementar pràcticament, l’arrodonim a 96 voltes.
Això conclou els nostres càlculs i espero que tots els lectors d’aquí s’hagin adonat de com calcular simplement un transformador de ferrita per a un circuit inversor SMPS específic.
Càlcul de bobinatge auxiliar
Un bobinatge auxiliar és un bobinatge suplementari que un usuari pot requerir per a alguna implementació externa.
Diguem que, juntament amb els 330 V de la secundària, necessiteu una altra bobina per obtenir 33 V per a una làmpada LED. Primer calculem el secundària: auxiliar relació de gir respecte del bobinatge secundari nominal de 310 V. La fórmula és:
NA= Vseg/ (Vfins al+ Vd)
NA= secundari: proporció auxiliar, Vseg= Tensió rectificada regulada secundària, Vfins al= tensió auxiliar, Vd= Valor de caiguda directa del díode per al díode rectificador. Com que aquí necessitem un díode d’alta velocitat, utilitzarem un rectificador schottky amb V.d= 0,5V
Resoldre’l ens dóna:
NA= 310 / (33 + 0,5) = 9,25, arrodonim-lo a 9.
Ara deduïm el nombre de voltes necessàries per al bobinatge auxiliar, obtenim això aplicant la fórmula:
Nfins al= Nseg/ NA
On Nfins al= girs auxiliars, Nseg= girs secundaris, NA= relació auxiliar.
Dels nostres resultats anteriors en tenim Nseg= 96 i NA= 9, substituint aquests a la fórmula anterior obtenim:
Nfins al= 96/9 = 10,66, arrodonir-la ens dóna 11 voltes. Per obtenir 33 V necessitarem 11 voltes al costat secundari.
D'aquesta manera, podeu dimensionar un bobinatge auxiliar segons les vostres preferències.
Finalitzant
En aquest post hem après a calcular i dissenyar transformadors basats en nuclis de ferrita, seguint els passos següents:
- Calculeu els girs primaris
- Calculeu els girs secundaris
- Determineu i confirmeu B màx
- Determineu la tensió secundària màxima per al control de retroalimentació PWM
- Cerqueu una ràtio de gir secundària principal
- Calculeu el nombre secundari de voltes
- Calculeu els girs de bobinatge auxiliars
Mitjançant les fórmules i càlculs esmentats anteriorment, un usuari interessat pot dissenyar fàcilment un inversor personalitzat basat en nucli de ferrita per a aplicacions SMPS.
Per a preguntes i dubtes, no dubteu a utilitzar el quadre de comentaris que hi ha a continuació, intentaré resoldre-ho al més aviat possible
Anterior: Tipus de plaques Arduino amb especificacions Següent: explicació dels convertidors de digital a analògic (DAC) i analògic a digital (ADC)